Главная › Новости

Схемотехника от US7AW.

Опубликовано: 05.09.2018

Схемотехника от US7AW.

В предыдущей статье была кратко предложена концепция построения трансиверов по симметричной схемотехнике. На мой взгляд, подача информации в виде структурной схемы в квадратиках, так как я давал на одном из форуме была бы проще, но не полноценной и вопросов, судя по отзывам, возникло бы намного больше. На рис.1 предыдущей статье хотя и не традиционно, но наглядно показано два типа смесителей и структура построения симметричной схемотехники. Данную структурную схему можно использовать как прототип при всех дальнейших усовершенствованиях. После повторения и испытания смесителя описанного [1], неплохие параметры и рекомендации авторов соблазнили меня применить такие смесители в трансиверах с одним и двумя преобразованиями частоты. Наилучшие результаты были получены в смесителе на противофазно управляемых полевых транзисторах, в встречно-параллельном включении. В отличии от КП302…305 и тд. у которых затвор расположен ближе к стоку для встречно-параллельного включения необходимы транзисторы у которых затвор технологически размещен точно по центру между стоком и истоком. При этом стоки и истоки у них идентичны и равнозначны. Так как такие высокочастотные транзисторы сейчас найти в продаже практически не возможно схему с их применением рассматривать не будем.

рис. 2

На рис.2 приведена принципиальная схема общей платы трансивера, в которой в смесителях транзисторы (КП302…905) включены параллельно. Основные проблемы, с которыми можно столкнулся, заключаются в подборе пар транзисторов и формировании управляющих импульсов на затворах формирующихся из меандра. Согласно временным диаграммам напряжений на затворах длительность пиков положительных полуволн гетеродинного напряжения для оптимального преобразования равна около 20…30% полупериода [1]. Что бы управлять транзисторами импульсами прямоугольной формы с такой же скважностью необходимо в четыре раза повышать частоту генераторов и из них уже формировать противофазные импульсы, что требует дополнительного увеличения количества применяемых микросхем и дополнительного внимания к стабилизации частоты. Повышать скважность выгодно, так как при этом уменьшается время, за которое все присутствующие сигналы в смесителе влияют друг на друга. Согласно теореме Котельникова качество полезного сигнала при этом практически не страдает. Многие теоретики по ППП утверждают, что с увеличением скважности резко возрастает число побочных продуктов преобразования и это действительно так, но и с этим злом можно бороться, стоит только хорошо захотеть. В плохо настроенном ППП и не рациональном монтаже и с чистым меандром можно нахвататься не меньше «мусора» чем с повышенной скважностью. Ни чем не обоснованы и утверждения о шунтировании реактивным сопротивлением большой емкости входного контура. В первых, среднее активное сопротивление смесителя равно около 1…3 ком. Во вторых, в реальных смесителях емкости С-И и проходные емкости полевых транзисторов очень маленькие и подключаются они к большой емкости ФНЧ последовательно. При таком включении общая емкость всегда меньше меньшей и зависит только от параметров применяемого транзистора и емкости монтажа.

Другой известный способ формировать приемлемые импульсы практически с любой скважностью можно с помощью RC цепочек. Транзисторы открываются на пиках положительного полупериода импульса сформированного из синусоидального напряжения гетеродина. Закрывается транзистор в два этапа, при снижении управляющего напряжения ниже уровня отсечки и «намертво» с приходом отрицательного полупериода напряжением, выпрямленным p-n переходом. Оптимальное преобразование достигается подбором емкости и резистора RC цепочки скважности и подбором питания микросхем амплитуды импульса. На рис.2 изображены диаграммы напряжений на затворах для оптимального преобразования при синусоидальном напряжении [1], и импульсе сформированным из меандра дифференцирующей RC цепочкой. В обоих случаях транзисторы открываются на пиках напряжения превышающее напряжение отсечки, но во втором случае можно изменяя скважность и питание микросхемы найти тот «золотой пик» при котором обеспечивается лучшая линейность и шумы смесителя минимальны. В ключевом смесителе лучше применять полевые транзисторы с наибольшим напряжением отсечки и наибольшей крутизной, подбор которых в первую очередь зависит от подбора полевых транзисторов и напряжения питания микросхем формирователя. Трудности реализации оптимальных параметров этой схемы в многодиапазонном варианте связаны с зависимостью RC цепочек в первом смесителе от частоты и температуры.

Для уменьшения потерь в разрывах точек A,B,C,D можно ставить однонаправленные каскады усиления (рис.2) и [3]. Что бы шумы не работающих усилителей не влияли на работающие, их необходимо закрывать лог.0 с выхода VOX любой КМОП микросхемы. Так как шумы в микросхемах в статическом режиме не более –160дб то на отношение сигнал-шум практически не влияют. Реально достижимая реальная избирательность однодиапазонного трансивера с такой общей платой до 95дб. Чувствительность с двумя усилителями ПЧ зависит от собственных шумом УНЧ, и в авторском варианте с подобранной микросхемой К548УН1А достигла с двумя УПЧ не хуже 0.6мкв.

Дальнейшая работа по усовершенствованию симметричной схемотехники позволяет применить балансный смеситель [2], на базе сборки К590КН8А или любых МДП транзисторов который я называю «половинкой Н-смесителя». И если для балансного смесителя трансивера А. Белянского ( RB4III ) такое название еще приемлемо то смесители на К590КН8А в том виде в котором они на рис.3 и которые очень часто встречаются в многих публикуемых схемах является по сути только «полуфабрикатом» настоящей половинки смесителя Н-типа. Так как последнее время в своих разработках я применяю только смесители Н-типа, к сожалению, в предыдущей статье автоматически была допущена не простительная неточность в названии балансного смесителя Н-смесителем.

Рис. 3

В одном из вариантов общей платы трансивера «Discovery» среднего класса изображенной на принципиальной схеме (рис.3) по сравнению с схемой (рис.2) с переходом на балансный смеситель или «полуфабрикат» (в связи с однополярным питанием трансивера) на сборке К590КН8А и заменой резонансных контуров на широкополосные трансформаторы а так же применению различных формирователей удалось уменьшить количество деталей и избавиться от мучений связанных с подбором транзисторов и RC цепочек.

Рассмотрим подробней работу формирователей противофазных импульсов на формирователе для транзисторов VT1.1 и VT1.2. Противофазные импульсы формируются микросхемой 74АС86. Управляется смеситель и формирователь микросхемой 74АС00. В режиме «ТX» лог.1 подается на выводы 1 D1.1 и D2.1 разрешая прохождение импульсов от «ОКГ» на входы 2 и 4 D2.1 D2.2 формирователя. При этом D2.1 по входу начинает работать инвертором. На входе 5 D2.2 все время присутствует лог.0 и D2.2 всегда работает только повторителем. В режиме «RX» на вход управления подается лог.0, который запрещает прохождение импульсов от «ОКГ» на входы формирователя. Так как D2.1 переводится в состояние повторителя и на ее входах лог.0 то на затворах VT1.1 и VT1.2 устанавливаются так же лог.0 которые закрывают ключи смесителя, тем самым отключая смеситель от обмоток трансформатора Т1. Так же работают и остальные смесители. Формирователь на 74АС86 работает немного чище формирователя на 74АС74, и на него нет необходимости подавать удвоенную частоту. Суть в том, что у D-тригера с ростом частоты увеличивается задержка переключения между выходами и сдвиг фаз. Особенно это заметно в формирователях при преобразовании вверх при первой ПЧ = 45МГц. когда частота ГПД > 50МГц. В таком случае необходимо вводить цепь балансировки.

Еще лучшие результаты получены при использовании в формирователях селектора-мультиплексора 74АС157. Данный формирователь чтобы не повторять многократно схему, изображен в модуле 2. Используя ее в режиме названное мною «тик-так» удалось избавиться от фазовых шумов и прочего «мусора» даже самих шумных синтезаторов. В таком формирователе частота коммутации ключей полностью развязана от напряжения гетеродина. Так как импульсы (лог.0 и лог.1) на выходе мультиплексора формируются не из синусоиды или меандра которые обычно обрастают всевозможными составляющими, а из хорошо стабилизированного напряжения питания микросхемы, в смесителе заметно снизился эффект преобразования на шумах гетеродина что дало заметный выигрыш в К-шума.

В качестве ключей отличные результаты дает применение транзисторов BF9... (КП327). У этих транзисторов проходная емкость не более 0.05пф, К-шума около 1дб и максимальный ток стока 50 ма. Их применение дали как в смесителях, так и в усилителях лучшие результаты, чем К590КН8А и традиционные КП903. Так как при использовании BF964 применяется отрицательное напряжение смещения, и они требуют подбора в простых конструкциях их применять не рационально. На плате фильтра расположены два усилителя (На рис.3 справа) и кварцевый фильтр. На плате можно установить диплексор, подчистные SSB CW фильтры и тд. и тп. Так как в транзисторах смесителя отсутствуют смещение на затворах и подложке, то наладка ограничивается только подбором размах импульсов на затворах по лучшему отношению сигнал-шум на выходе. В реальной конструкции трансивера на базе схемы (рис.3) удалось достичь реальной избирательности до 100дб, что вполне достаточно для начинающих или дачно-автомобильного QRP- трансивера. Минимум деталей и простота в наладке такой общей платы, на мой взгляд, является хорошей альтернативой основной плате морально устаревшего «Радио-76» и другим с подобной структурой построения.

Рис. 4

Не на много сложней, но с явной добавкой по ДД можно собрать трансивер высокого класса по схеме общей платы изображенной на рис.4. Эта схема отличается тем, что смесители являются настоящими половинками смесителя Н -типа. Этот смеситель разработал Colin Horrabin (G3SBI) адаптировав смеситель на сборке SO8901 который разработал Jacob Mahkinson, (N6NWP) [3]. В свою очередь для работы в симметричной схемотехнике я изменил формирователь и сделал положительное смещение на затворы отключаемым.

Так как настоящий смеситель Н-типа включает в себя четыре идентичных полевых транзистора с индуцированным каналом, для сравнения с работой транзистора «полуфабриката» мы рассмотрим работу только одного.

Отрицательное напряжение на подложке ( около -7.5V) полностью исключает влияние защитного стабилитрона

на форму управляющего импульса на затворе. Старое поколение радиолюбителей прекрасно помнит те времена, когда стабилитронами заменялись дефицитные варикапы. Подключая подложки вместе с истоками на землю, мы тем самым подключаем емкости стабилитронов параллельно входным емкостям З-И транзисторов. Под действием напряжения импульсов эта емкость изменяется от минимума до максимума тем самым «модулируя» напряжение на затворе. При параллельном включении входная емкость увеличивается, и вместе с резистором 100 ом образуют RC цепочку с большим временем интегрирования. При этом фронты в сформированных 74АС прекрасных импульсах «размазываются». При параллельном включении транзисторов эта емкость удваивается и «размазывание» увеличивается. Так как при разделении истоков и подложки их емкости включены последовательно и время интегрирования увеличивается незначительно (С около 1пф) то параллельное включение транзисторов возможно, но все-таки не желательно. Изменяя в небольших пределах напряжение на подложке ( которая в сущности является вторым затвором ) можно в небольших пределах подбирать U–пороговое (отсечки) транзисторов [4,5]. Чтобы полностью реализовать преимущества смесителя Н-типа на затворы подается положительное смещение. Многие об этом говорят только поверхностно, но объяснить для чего никто толком так и не смог. В исходном состоянии транзисторы уже открыты положительным смещением на затворах напряжением смещения (около + 4.5V), которое должно быть меньше напряжения положительного импульса, и устанавливается резисторами R6 и R7. С приходом импульса, амплитуда которого не на много превышает напряжение смещения, еще больше открывает транзистор. Закрывается транзистор как обычно с приходом отрицательного полупериода. Балансировкой R6, R7 удается устранить прорехи в трансформаторах намотанных у «печки» на «коленках» и разброс параметров транзисторов сборки.

От увеличения мощности и амплитуды управляющих импульсов в ключевых смесителях и параллельного включения транзисторов, на мой взгляд, больше вреда чем пользы и если с мощностью все ясно, канал открывается только полем, то с повышением амплитуды попробуем разобраться. Если посмотреть на статические стоковые характеристики полевых транзисторов мы увидим, что на них существуют четкие границы области, в которой они могут работать как активное линейное сопротивление [4,5]. Через открытый канал протекает ток сигнала, который зависит от сопротивления ключа и напряжения сигнала. Чем меньше сопротивление и больше напряжение открытого ключа, тем больше ток и, к большому сожалению любителей «параллелить», больше шум. Для долей микровольт это не опасно, но когда помеха окажется достаточно мощной полезный сигнал исказится и утонет в шумах открытого канала транзистора. При параллельном включении согласно стоко-затворных характеристик крутизна увеличивается, и что бы открывать транзистор нам необходимо напряжение на затворе меньшего уровня, чем для меньшей крутизны одного транзистора. Большое повышение напряжения на затворе неизбежно ведет к выходу из линейной области и нелинейности изменения сопротивления. Выход с данной ситуации был найден. Мною был опробован двойной смеситель Н-типа по схеме «Дуального смесителя» описанного Рэдом в его книге (глава 1, рис1.68). У такого смесителя при измерениях IP3 достигал +60 дбм. В принципе можно получить и больше, но только ценой существенного ухудшения чувствительности. Тут без пары УВЧ с IP3 +70дбм не обойтись. О таком УВЧ пока можно только мечтать. Это говорит нам о том что в реальной жизни повышать IP3 больше +35…+40 дбм нет никакого смысла, так как для обеспечения сохранения «суппер-параметров» смесителя для всего трансивера такие же параметры должны обеспечивать и все остальные узлы. что с нашей элементной базой и устаревшей схемотехникой пока основной массе радиолюбителей осуществить не реально. Приблизиться к такому параметру позволяет усилитель, собранный по схеме ОК-ОБ или ОС-ОЗ с динамической нагрузкой с двумя ООС (по каждому транзистору в отдельности и общей), но об этом поговорим в продолжении, когда будут рассматриваться остальные узлы данной схемотехники.

Такая же закономерность прослеживается в IC-7800 где в рекламе дается IP3 без УВЧ смесителя +40дбм (разнос 20кгц при полоске 500гц) с попутным вопросом. Зачем тогда экономные японцы ставят для получения чувствительности 0.13мкв два каскада УВЧ??? Ответ прост и я на него уже ответил выше. Если в IC-7800 убрать весь сервис и рассматривать только те узлы, от которых зависят все основные параметры, то окажется что последние не лучше чем в дешевых конструкциях трансиверов от UT2FW и «дедушки, Урал-84» UA9CKV.

Рис. 5

На схеме рис.4 условно приведены только два варианта «вставок», которые можно применять между модулями смесителей, а на рис.5 дана принципиальная схема «вставки», которая прекрасно работает в трансивере с двойным преобразованием частоты. Так как в варианте (рис.4) уже имеется источник отрицательного напряжения для питания подложки, усилители питаются так же от двухполярного источника питания. За счет подключения баз транзисторов непосредственно на землю К-шума у них немного меньше. При этом общее усиление от Вход ВЧ до выход ПЧ должно быть с учетом потерь в смесителях +2дб (запас в 2дб рассчитан на потери во входных цепях), и подбирается подбором ООС в усилителях и числом витков в контурах. Резисторами R1, R4 подбирается ток коллектора. При меньшем токе IP3 уменьшается. При большем увеличивается. По К-шума наоборот. Если в схему добавить диплексор, К- шума улучшится за счет лучшей фильтрации не нужных продуктов преобразования. Оптимальный ток от 15 ма до 40 ма для BFR96 зависит от того, что нам необходимо, лучший К-шума или высокий IP3. При тщательном согласовании и при применении ФОС с минимальными потерями в «Discovery-2002» реальная избирательность с такой общей платой достигла 108дб с чувствительностью не хуже 0.1мкв. При этом, на входе использовался четырехконтурный перестраиваемый преселектор с УВЧ между вторым и третьим контурами.

Рис.6

На рис.6 приведена принципиальная схема смесителя Н-типа ( правая сторона зеркальная ) и усилителя [ 3 ] для постройки трансиверов очень высокого класса. Смесители НЧ можно собрать и по схеме (рис.4). В окончательном варианте этой схемы вторичные обмотки трансформаторов Т1 разделяются. В модуле смесителя приема дополнительно поставлен диплексор и малошумящий УПЧ. На входе и выходе платы ПЧ поставлены гибридные ответвители (далее ГО) с развязкой более – 40 дб что позволило не отключать при передаче неработающие смесители!!! Это сразу же упростило режим коммутации и самопрослушивания как в режиме CW так и SSB. Имея свои потери, ГО является фактически аттенюатором, что исключает перегрузку кварцевого фильтра и значительно улучшает развязку смеситель-ФОС. С перегрузками при передаче превосходно справляется система АРУ ( более150дб) платы ПЧ. Реальная избирательность такого блока зависит от «начинки» платы ПЧ, а так же входных цепей и в «Discovery-2004» с двойным преобразованием достигла 115дб.

Для сборки данных схем отпадает потребность в поисках десятков номиналов резисторов и конденсаторов. Разобравшись с одним смесителем и усилителем, дальнейшая пайка и наладка будет намного облегчена. В схеме можно применять микросхемы SD5000, 74AC68. 74AC00 и их СНГ аналоги. Для постройки трансивера на НЧ диапазоны с применением ЭМФ в формирователях можно использовать серию 74НС и дажеCD4000 (К561) Зарубежные микросхемы серии 74АС работают намного лучше и выдерживают напряжение питания до 10V. В данных схемах нужно применять МС надежно работающие при 9V. Во всех схемах можно применять любые кольца с проницаемостью 100…1000 и диаметром от 7 до 12мм и «двухдырочные» немного подкорректировав число витков. Все трансформаторы в авторском варианте намотаны как показано на рис.3 на «двухдырочных» сердечниках неизвестного производителя. При симметричной намотке обмоток I и II в качестве Т2 (рис.6) хорошо работает сердечник от комнатных TV антенн предварительно обработанный на наждаке до толщины 2…2.5мм. Обмотки I и II намотаны встречно, что бы их магнитные потоки складывались на обмотке III. Все трансформаторы смесителей (в зависимости от проницаемости сердечника) имеют 2 х 10…15 и 4…8 витков проводом ПЭЛ 0.21. В усилителе I – 7вит II – 7вит III – 1…2вит. Если повезет приобрести фирменные Mini-Circuits 4:1 и 1:1 то схема смесителя собираются как в оригинале [3]. Резонансные контура можно мотать на любых сердечниках. В авторском варианте для частоты 9мгц все катушки намотаны на сердечниках СБ-9а и содержат по 14 витков проводом ПЭЛ 0.16. Можно применять и СБ12а (15…16вит) Если на каркасах 5…6мм, то число витков около 30.

Выбор схемы усилителя для статьи был сделан по следующим причинам. Во первых у него очень приличные параметры. IP3 вых. при токе 35…40 ма достигает + 45дбм при К-шума около 2дб. Во вторых, его не надо реверсировать, что позволило получить более точное согласование и избавило от цепей фильтрации в коммутации. Но самый главный выбор с позиции повторяемости состоит в том, что для такого усилителя можно приобрести основные радиодетали практически на любом рынке. Проживая в данное время в сельской местности, у меня возникла проблема с приемом ТV. Пробуя разные антенные усилители для «польских антенн» я наткнулся на усилитель PAE–65TS изображенный на рис.7.

Рис.7

Это на сегодня единственный усилитель, в котором BALUN выполнен на двухдырочном ферритовом сердечнике и во втором каскаде работает транзистор BFR96S. В усилителях PAE-65 стоит транзистор BFG19 практически с теми же параметрами. И это всего за 2$. Позже мне повезло в двойне, за те же 2$ мне удалось приобрести 10 неисправных усилителей и получить 10 сердечников и 8 исправных транзисторов!!! Лет 10 назад подобный BALUN немного большего размера на рынке в Харькове мне стоил по 5$ за шт. В усилителях [3] применены транзисторы MRF580 и MRF586. Но если первому BFR96S по К-шума уступает, то у второго выигрывает.

Кварцевый фильтр, монолитный 9.000мгц с полосой 3.0кгц СССР-го производства. Мостовой дает лучшие результаты. Так как еще есть запас фильтров и кварцев на 9.000 и 5.500 мгц я от кварцевых фильтров на частоту 8.862мгц отказался. Приобретя на рынке 100шт кварцев на частоту 8.862мгц, имея хороший измеритель АЧХ, мне так и не удалось собрать приличный фильтр. Только после распайки кварца я обнаружил что кварцы оказались левыми «пьезорезонаторами». Но это не говорит о том, что я противник данных кварцев. Просто при покупке и подборе элементной базы нужно быть очень осторожным и внимательным. То же относится и к монтажу. Очень много бывает случаев когда в схему впаивают транзистор не с тем коэфф. усиления или крутизной а резисторы обвязки ставят точно те что дал автор. Кто то СБ12а склеил с большим зазором, не тот провод или экран не того размера применил. Еще хуже если на рынке не тот ферритовый сердечник или микросхему «всучат». Так же ни к чему хорошему не приводят попытки существенно перекраивать авторские платы на очень красивые «под утюг» с изменением компоновки. А виновных в плохой работе трансивера находят обычно быстро. На «Форумах» иногда это прослеживается очень четко.

Конструктивно все собирается на общей плате с двухстороннего фольгированного стеклотекстолита толщиной 2-3мм. В центре на дополнительных не высоких стойках (от компьютеров) устанавливается плата с кварцевым фильтром и усилителями. Слева и справа вертикально расположены модули смесителей. Соединение всех плат и модулей с общей платой изготавливается из подходящих миниатюрных разъемов из которых извлекаются «папы» и «мамы». Штырьки «пап» припаиваются к модулю а «мамы» в общую плату. Такое соединение уменьшает габариты, и емкость монтажа, а так же позволяет отказаться от жгутов ( вся разводка на общей плате с внешней стороны), и свободно менять модули и платы на более совершенные. Каждый модуль и плата закрываются отдельными экранами. Дополнительно закрывается со всех сторон экраном и общая плата. С внешним миром сигнальные выходы соединяется с помощью миниатюрных ВЧ разъемов. Все остальное любыми подходящими разъемами. На этой же общей плате можно устанавливать и НЧ модули. Для удобства наладки модулей необходимо сделать переходную платку высотой 30…50мм, припаяв к ней штырьки «пап» и «мам». Особо внимательно нужно подходить к монтажу модулей смесителей. У меня К590КН8А и 74АС86 почти везде собраны этажеркой (ножки практически совпадают). Выводы резисторов R1…R4 перед пайкой укорачиваются и припаиваются между ножками микросхем. В схеме рис.6 для обеспечения симметрии каждый затвор подключен к отдельному элементу 74АС86 отдельными миниатюрными емкостями и резисторами. Смещение подводится с платы модуля жестким тонким проводом. Выводы истоков К590КН8А загибаются во внутрь и припаиваются к П-образной шине 5 х 0.5 которая затем припаивается к «земле» у торцов 74АС86. Тонкая часть выводов стоков откусывается или загибается. Трансформаторы на кольцах приклеены сверху к корпусу К5900КН8А, «двух дырочные» если большие, то к плате за шиной у торцов 74АС86. Выводы трансформаторов идущие к стокам должны быть минимальной длины и припаиваются симметрично к выводам стоков 1,16 первого и 8,9 второго смесителя. 74АС86 и 74АС00 впаивается как обычно. Фольга со стороны установки микросхем служит общим проводом. Получается не так красиво, но в конечном итоге все это закрывается экраном. Такой монтаж позволяет уменьшить емкость монтажа, и значительно улучшить симметрию и параметры смесителей по развязке входов.

Для наладки нет необходимости иметь парк измерительных «суппер» приборов. Большую часть их можно собрать в домашних условиях, имея под рукой книгу Скрыпника В.А. [6]. В первую очередь нужно собрать генератор шума, индикатор выхода от прибора «Динамика» и двухтональный генератор. Из промышленных приборов осциллограф и ВЧ милливольтметр. Если нет измерителя АЧХ, то чтобы иметь приличный ФОС надо идти к соседу или собрать несложный самому.

Для оптимальной настройки нет необходимости привязываться к 50 ом. В генераторе шума для контроля при настройке и определения входного сопротивления каскадов резистор нагрузки 50 ом заменяется переменным отградуированным резистором до 3 Ком. Все согласовывается подбором витков катушек связи на сопротивление при котором меньше потерь, лучше линейность и отношение сигнал-шум по методике [6]. Все налаживается по минимуму интермодуляции с помощью двухтонального генератора и осциллографа. Отношение сигнал-шум при помощи генератора шума и индикатора выхода. Входное сопротивление смесителя для расчета внешних цепей определяется подбором резистора нагрузки генератора шума по максимуму шума на индикаторе выхода. После предварительной наладки нужно поменять местами ОКГ и ГПД, двухтональный генератор и осциллограф. Результаты должны быть одинаковы. Если нет, то нужно все повторить и путем приближения добиться полной симметрии. Этим достигается полное исключение влияния каскадов друг на друга. Разница между настройкой простыми и «крутыми» приборами по интермодуляции у автора получилась не более 3дб. Критерий настройки зависит в первую очередь от применяемых деталей, усидчивости, аккуратности и полной симметрии.

Данная статья в основном предназначена для тех кто всегда в поиске и главное понимает что и за чем, как и где нужно подкрутить или подпаять.

На все вопросы отвечу на форуме.

Литература:

Далі буде.

Михаил Ладыгин (US7AW), г Сумы, Украина.